很多刚接触模电的人第一次打开 Multisim面对空白画布会愣住元件在哪、线怎么连、仿真跑出来一条直线是怎么回事。这篇就把一个最基础的甲类功放实例从头到尾走一遍——从 12V 电源和一支 NPN 管开始手算出每一颗电阻电容的值再在 Multisim仿真电路图里用直流工作点、瞬态、交流扫描、傅里叶四类分析逐项验证最后把踩过的坑整理成速查表。内容面向零基础但想真正跑通一个完整仿真的读者也适合已经会点软件操作、却总对不上手算结果的人对照检查。全程只用软件自带的通用元件库不依赖任何专用模型照着敲一遍就能复现。1. 先把“甲类”这两个字拆开看1.1 导通角决定了工作类别“甲类”说的是晶体管在一个完整信号周期内的导通角度不是某种特殊器件。甲类是 360 度全周期导通也就是说无论输入信号正半周还是负半周管子始终有集电极电流流过乙类是 180 度正负半周各由一只管子轮流承担交接处容易出现交越失真甲乙类介于两者之间导通角在 180 到 360 度之间靠一点静态偏置把交越失真压掉。这个分类听上去抽象但从电路上看非常直观甲类电路的静态工作点 Q 被刻意设置在放大区的中段静态电流 Icq 是一个不小的值即便没有输入信号电源也照样在往外送功率。这一点正是甲类最被人诟病的地方也是它音质口碑好的根源——整个信号周期由同一支管子、同一条传输特性曲线完成不存在两只管子特性不匹配带来的开关失真。理解了这个前提后面的参数计算就有了方向感设计甲类放大器的核心动作就是把 Q 点稳稳地放在放大区的合适位置让输出信号在正负两个方向上都有足够的摆动余量。剩下的电阻电容本质上都是在为这个目标服务。1.2 为什么入门练手要从单管甲类开始我见过不少人一上手就想搭一个完整的音频功放结果卡在偏置电路、推动级、输出级的耦合关系上半个月都没跑出像样的波形。单管甲类共射放大电路的好处在于它把“直流偏置”和“交流放大”这两件事在一张图上同时讲清楚了元件数量控制在十个以内任何一个参数改动带来的后果都能在仿真里立刻看到。更实际的一点是它的失效模式非常“诚实”。Q 点偏高了输出波形下半周被削平Q 点偏低了上半周被削平耦合电容选小了低频增益掉得快。这些现象和教科书上的波形图几乎一一对应做一遍比看十遍图印象深刻。还有一层原因是仿真成本。单管电路在 Multisim 里跑一次瞬态分析通常不到一秒改个参数重新跑几乎没有等待感特别适合反复试错。等到把这个电路的脾气摸熟了再去碰推挽、互补对称那些结构会发现很多概念是直接迁移过去的。需要提前说清楚一个容易混淆的点这个实例做的是小信号甲类电压放大不是推动 8 欧姆扬声器的功率放大器。它工作在甲类状态下具有甲类放大器的全部特征但输出功率只有毫瓦级。真正驱动低阻负载的甲类功放输出级通常要用射极跟随器或者变压器耦合这个差别我在第 6 章会专门展开讲。1.3 这个仿真实例最终要达成什么把目标写清楚后面每一步才有验收标准。这个实例要达成的指标有这么几条单电源 12V 供电静态集电极电流设定在 5mA 附近集电极-发射极电压落在 6V 左右让 Q 点处于放大区中部中频电压增益绝对值在 60 到 70 之间输入 20mV 峰峰值的 1kHz 正弦波时输出不失真下限截止频率低于 50Hz保证 1kHz 测试信号处于中频平坦区用四类仿真分析分别验证直流工作点、时域波形、幅频特性和谐波失真。这些指标不是随便定的。5mA 的静态电流对一支通用小功率 NPN 管来说处于线性较好的区间β 值离散带来的影响可控6V 的 Vce 让管子离饱和区和截止区都有足够距离1kHz 是音频中段的常用测试频率方便观察波形。整机总功耗算下来是 12V 乘 5mA 等于 60mW软件里完全不用担心发热但真实搭棚时这个数量级的功耗对 TO-92 封装来说仍然是安全的。2. Multisim上手从空画布到能通电的电路2.1 找元件四个库就够用这个电路需要的元件加起来不超过十种分别落在四个元件组里记住位置比记住菜单路径更管用元件所在组所在家族说明电阻BasicRESISTOR直接输入 1k、20k 这类带单位的数值电容BasicCAPACITOR有极性需求时选 CAP_ELECTROLYTIC直流电源SourcesPOWER_SOURCES选 DC_POWER默认 12V信号源SourcesSIGNAL_VOLTAGE_SOURCES选 AC_VOLTAGE兼顾瞬态与交流扫描地SourcesPOWER_SOURCES选 GROUND这个绝对不能省NPN 管TransistorBJT_NPN库里搜通用小功率管型号即可有个省时间的习惯值得养成放置元件时按 Ctrl 加鼠标滚轮可以旋转电阻默认是横放的转到竖直方向再落到画布上连线会清爽很多。放置后立刻双击改值不要等全部摆完再回头一个个改否则很容易漏掉某个 1k 结果实际还是默认的 1k 或者 1000 欧姆的显示差异。关于晶体管的选择我的建议是优先用软件库里带完整 SPICE 模型的小功率管而不是虚拟晶体管。虚拟晶体管只有理想化的 β 和几个基本参数跑出来的波形“太漂亮”跟实际焊出来的板子差距大带模型的管子会包含结电容、Early 效应这些二阶效应频响曲线的高频段会自然往下掉更接近真实情况。2.2 连线与接地新手最容易翻车的地方Multisim 的连线逻辑是鼠标移到元件引脚上会变成十字按住拖到目标引脚松手。看起来简单但有两个细节几乎每个新手都会踩。第一个是地的处理。仿真器和真实电路不一样的地方在于软件需要一个参考节点来计算所有节点电压没有 GROUND 元件直流工作点分析会直接报错瞬态分析跑出来全是零。我见过有人用一根导线把电源负极连到电路公共端就以为完事了结果仿真窗口一片空白查了半天才发现是缺了那个小小的接地符号。记住一句话电源负极不等于地必须显式放置 GROUND 元件。第二个是交叉线的判断。两条线在画布上交叉如果只是视觉上重合电气上是不连通的只有真正形成 T 型连接或者接点处出现圆点才算连接成功。快速自检的办法是拖动其中一个元件看跟随移动的连线是否如预期——如果拖开之后发现本该连的地方断了一截说明当初根本没连上。还有一个排版上的经验把电源放在最上方地放在最下方信号从左边进、右边出中间保持一条水平的主信号通道。这不只是为了好看调试的时候顺着信号流向找问题比在一堆缠绕的线里瞎找效率高得多。2.3 参数录入与节点编号的显示双击元件打开属性窗口Value 标签页里可以直接输入带单位的数值比如 1k、220、10u软件会自动换算。这里有个坑某些输入法状态下输入字母会被当成中文符号导致数值不识别改参数前切到英文输入法能省掉不少莫名其妙的报错。节点编号默认是隐藏的但做分析时必须知道哪个节点对应哪个位置。打开方式是进入图纸属性勾选显示节点编号。编号规则一般是从左上到右下自动分配电源正极到集电极之间会有一个编号集电极本身是另一个编号基极、发射极各有一个。做直流工作点分析时输出变量里填的就是这些编号比如 V(集电极节点) 和 V(基极节点)。我的习惯是在画完电路后先在纸上记下三四个关键节点编号输入节点、基极节点、集电极节点、输出节点。后面做四类分析时反复要用到边查边填很打断思路。如果电路规模再大一点还可以用网络标签给节点起名字比记住数字编号直观得多。3. 参数不是拍脑袋12V/5mA怎么变成具体阻容3.1 静态工作点三步定值先定目标电源 12V静态集电极电流 5mA集电极-发射极电压 6V。这个 6V 不是随便取的它约等于电源电压的一半意味着集电极电压可以向上摆动接近 6V 到电源轨向下摆动接近 6V 到饱和压降是直流层面最对称的位置。第一步算发射极电压。发射极电阻 Re 的作用是提供直流负反馈、稳定 Q 点。一般取发射极电压为电源电压的 8% 到 10%这里取 1V。于是 Re 等于 1V 除以 5mA得 200 欧姆实际选 200 欧姆的标准值。第二步算集电极电阻。根据回路方程电源电压等于集电极电阻压降加 Vce 再加发射极电压代入 12 5mA 乘 Rc 6 1解得 Rc 上的压降是 5VRc 等于 1k 欧姆。第三步算基极电压。基极电压等于发射极电压加上基极-发射极导通压降常温下取 0.7V所以基极电压目标是 1.7V。这三步走完直流通路就定了型。至于为什么发射极电压取 1V 而不是 0.5V 或 2V背后是稳定性和摆幅的权衡取值太小Re 上的直流负反馈太弱β 值一波动 Q 点就跟着漂取值太大白白吃掉电压摆幅输出动态范围变小。1V 大约是 12V 电源下的经验折中值在 5V 供电的低压电路里通常会压到 0.5V 左右。3.2 偏置电阻和分压电流的取舍分压式偏置的两个电阻 R1 和 R2 决定了基极电压。这里的关键参数是分压电流也就是流过 R1、R2 这条支路的电流。理论上的取值原则是让它远大于基极电流一般取 10 倍左右这样基极电流的波动对分压结果的影响就被抑制住了。基极电流等于集电极电流除以 β。假设管子 β 取 100则基极电流是 50 微安分压电流取 10 倍即 0.5mA。于是R2 等于基极电压除以分压电流1.7V 除以 0.5mA 等于 3.4k取标准值 3.3kR1 等于电源电压减基极电压再除以分压电流10.3V 除以 0.5mA 等于 20.6k取 20k。用 20k 和 3.3k 反算一下实际基极电压12 乘 3.3 除以 23.3约等于 1.70V跟目标值几乎一致。这里有个新手常见的误区认为分压电流取得越大 Q 点越稳于是把 R1、R2 都降到几百欧。结果输入电阻被这两个电阻并联后拉得极低信号源内阻上的分压损失惨重增益怎么调都上不去。分压电流取 10 倍基极电流是个平衡点取到 20 倍稳定性提升有限输入电阻却明显下降不划算。3.3 三个电容的容值怎么定电路里有三个电容各自的分工完全不同。输入耦合电容 C1 隔直通交它和输入电阻构成高通环节。输入电阻怎么估基极看进去的等效电阻约等于 rbe这个值后面会算大约 700 多欧姆再与 R1、R2 并联后总输入电阻大约 560 欧姆。取 C1 为 10 微法下限频率等于 1 除以 2π 乘 560 乘 10 微法算下来约 28Hz低于我们设定的 50Hz 目标够用。输出耦合电容 C2 与负载电阻串联形成另一个高通环节。从输出端看进去的等效电阻接近 Rc 与负载电阻的并联取负载 1k 欧姆时并联值约 500 欧姆。同样取 10 微法下限频率约 32Hz也在可接受范围内。发射极旁路电容 Ce 的作用是把 Re 在交流通路上短路掉让交流增益不被负反馈压低。它的容值要跟发射极看进去的等效电阻配合这个等效电阻大约是 Re 与源内阻除以 β 加上 re的并联量级在二十欧姆上下。取 100 微法下限频率约 80Hz。如果希望低频响应更好可以加到 220 微法代价是真实电路里这颗电解电容的体积和漏电流都会增加。注意旁路电容不接电路照样能放大但增益会掉到原来的十分之一以下。很多新手抱怨“增益怎么只有个位数”十有八九是漏了这颗电容或者容值选得太小。3.4 增益与摆幅的手算预估先说增益。中频段的电压增益近似等于负的 β 乘以交流负载电阻再除以 rbe。rbe 的估算式是 rbb 加上1 加 β乘以 26mV 除以发射极电流。取 rbb 为 200 欧姆β 取 100发射极电流 5mA算得 rbe 约等于 200 加 101 乘 5.2约 725 欧姆。交流负载电阻是 Rc 与负载电阻的并联1k 与 1k 并联得 500 欧姆。于是增益约等于负 100 乘 500 除以 725约等于负 69。负号表示反相共射电路本身是反相放大器这一点在示波器上会看得很清楚——输入正半周的时候输出在往下走别以为自己接错了。再说摆幅这是最容易翻车的地方。很多人看到 Vce 是 6V就想当然认为输出能摆 6V 峰值实际仿真一跑发现两伏多就开始削顶。原因在于交流负载线的斜率由 Rc 并联负载电阻决定而 Q 点在交流负载线上的最大摆幅等于静态电流乘以交流负载电阻也就是 5mA 乘 500 欧姆等于 2.5V 峰值。这个值远小于 Vce 提供的 6V 余量说明真正的瓶颈是交流负载不是直流偏置。这个结论有实际指导意义想让输出摆幅更大要么减小 Rc要么增大负载电阻。把负载从 1k 换成 10k交流负载变成约 909 欧姆最大摆幅就能提到 4.5V 峰值代价是增益变成负 125更容易因为输入信号过大而失真。设计就是在增益、摆幅、带宽之间找平衡点。4. 四类仿真逐一验证4.1 直流工作点分析这是所有分析的第一步也是最能暴露问题的一步。菜单路径在仿真分析里找到直流工作点分析老版本和新版本的菜单层级略有差别但关键词是 DC Operating Point。打开后关键动作是在输出变量里选中要观察的节点。至少要选四个基极电压、发射极电压、集电极电压、集电极电流。如果你的软件版本里电流变量藏在器件参数下可以展开晶体管条目找到对应的集电极电流项。跑完会弹出一个结果窗口对着数值核对发射极电压应该在 1V 附近基极在 1.7V 附近集电极在 7V 附近也就是 12 减 5 减 1 再加 1 的关系——集电极电阻上压了 5V发射极电阻上压了 1V剩下的 6V 落在管子两端所以集电极对地电压是 7V。集电极电流应为 5mA 左右。如果实测值和手算差得比较多先查两个地方一是管子模型的 β 实际是多少软件库里的模型往往给出典型值而非你假设的 100二是分压电阻是不是真的按你输入的值生效了双击确认一遍最稳妥。我个人的经验是直流工作点分析里 β 的实际值会成为后续所有计算的基础先把这一项读出来再回头修正增益预估比蒙着头调参数高效得多。4.2 瞬态分析看波形瞬态分析是观察波形的主力。软件里既有交互式的示波器也有需要提前配置的瞬态分析两者各有用处。示波器适合边调边看。把它从右侧工具栏拖到画布上A 通道接输入节点B 通道接输出节点地线接公共地。通道量程要分别设置输入信号只有几十毫伏设成每格 20 毫伏输出信号有好几伏设成每格 1V。时间基准设成每格 0.5 毫秒1kHz 信号的一个周期是 1 毫秒占两格波形舒展好看。用瞬态分析功能则更适合记录和比对。设置里起始时间 0终止时间 5 毫秒最大时间步长设为 1 微秒甚至更小——这个参数决定仿真采样的细密度设成 10 微秒的时候 1kHz 波形只有 100 个采样点看起来会有点毛刺感但计算快设成 1 微秒波形非常光滑计算时间翻几倍。做失真观察时用密一点的步长做快速验证时可以用粗一点。输入信号我一般从 20 毫伏峰值起步先看波形是否干净再逐步加大到 50 毫伏、80 毫伏观察什么时候开始出现削顶。这个逐步加大的过程本身就是一次很直观的动态范围教学比任何公式都来得直接。顺便说一个示波器使用的小细节两个通道的波形如果重叠在一起可以调整通道的 Y 位置把它们上下错开不影响测量结果但看起来清楚很多。截图发出去给别人看的时候错开显示的图比叠在一起的图专业得多。4.3 交流扫描看频响交流扫描用来确认带宽。配置里起始频率设 1Hz终止频率设 10MHz扫描类型选十倍频程每十倍频程取 100 个点纵轴用分贝显示。输出变量选输出节点电压跑完得到一条幅频特性曲线。对照几个关键点中频段1kHz 到 10kHz的增益应该在 36 分贝左右因为增益绝对值 69 对应的分贝数是 20 乘以对数 69约等于 36.8 分贝低频端往下掉的位置就是下限截止频率应该在几十赫兹高频端开始滚降的位置是上限截止频率具体数值取决于管子模型的结电容和米勒效应。这里有个容易困惑的现象交流扫描的增益值和瞬态分析里看到的峰峰值比例可能对不上。原因是交流扫描用的是小信号线性化模型而瞬态分析考虑了大信号非线性。输入信号幅度小的时候两者接近幅度一大就不一致了。所以做频响分析时信号源的交流幅值要设成很小的值比如 1mV避免触发非线性。如果你发现高频段掉得特别快先看负载电容和管子结电容的影响。1k 的集电极电阻配上十几皮法的结电容理论上截止频率能到十几兆实际模型里还会加上基极电阻和更复杂的寄生参数落在一两兆是正常范围。4.4 傅里叶与失真分析甲类放大器的失真主要不是交越失真而是削波失真和二次谐波。傅里叶分析能把时域波形分解成各次谐波的幅值直接告诉你总谐波失真有多大。配置里选定输出节点基频设为 1kHz谐波次数取 9 次。跑出来的结果会列出每一次谐波的幅值。在输入信号为 20 毫伏的小信号条件下二次谐波应该比基波低三四十个分贝总谐波失真在百分之一以下把输入加到 60 毫伏接近满摆幅二次谐波会明显抬头失真度可能冲到百分之几。失真分析功能更进一步它能扫描输入幅度或频率给出失真度随参数变化的曲线。做这个分析时要注意某些软件版本的失真分析对信号源的设置比较敏感交流幅值必须明确给定非零值否则跑出来全零。我就遇到过设置半天没结果的情况最后发现是信号源的交流幅值那一栏空着。这里值得强调一点甲类电路在小信号下的失真主要来自管子的非线性传输特性属于偶次谐波为主一旦开始削波奇次谐波会迅速涌出来。所以看傅里叶结果里三次谐波的分量比看总失真度更能判断是否已经进入削波状态。这个判据在我后来调试其他类型放大器时也一直用得上。5. 常见故障与排查实录5.1 波形是直线或者根本没有波形这是最高频的问题按顺序排查效率最高。先看有没有接地符号。没有 GROUND 元件所有节点电压都没有参考分析结果全是零或者直接报错。这个原因占到新手问题的三分之一以上。再看仿真开关有没有真的打开。有些版本的仿真需要手动点运行按钮示波器窗口虽然在闪但实际处于停止状态。判断方法是看仿真时间指示有没有在走。然后看信号源频率和示波器时间基准是否匹配。1kHz 的信号配每格 10 秒的时间基准屏幕上只会看到一条抖动的直线因为一个周期在屏幕上只有万分之一格。反过来1MHz 的信号配每格 1 秒波形糊成一片。还有一种情况是信号源的幅值设成了 0。某些界面里瞬态幅值和交流幅值是两个独立参数改了一个另一个还是零交流扫描能跑出曲线但瞬态分析是一条直线这个坑我踩过不止一次。5.2 削顶削底不对称波形一头被压平说明 Q 点没在放大区中部。如果下半周被削平意味着信号正半周时管子进入了饱和区集电极电压被压到了饱和压降附近说明静态电流偏大或者集电极电阻偏大。如果上半周被削平说明信号正半周时管子进入了截止区静态电流偏小。调整方向很明确下半周削顶就减小分压比让基极电压降低也就是减小 R2 或增大 R1上半周削顶就反过来。每次调完必须重新跑直流工作点分析确认新的 Q 点不要凭感觉连调三四轮。还有一个容易被忽略的原因输入信号本身太大。如果输入信号幅度已经让输出接近了理论最大摆幅 2.5V 峰值那么不管 Q 点怎么调都会削顶。先用示波器量一下输出的实际峰峰值再和理论摆幅比一比能快速区分是偏置问题还是激励过大问题。5.3 增益对不上手算值仿真跑出来的增益只有手算的一半甚至更低可能的原因有好几个按概率从高到低排旁路电容漏接或者容值太小。漏接的话增益直接掉到十分之一量级容值太小则表现为低频段增益低但中频正常。负载电阻比预想的低。如果你的负载设成了 100 欧姆而不是 1k交流负载会掉到 90 欧姆左右增益直接砍掉大半。管子模型的实际 β 与假设值差很多。有些通用模型的 β 只有 50增益自然减半这时候要回到直流工作点分析里把实际 β 读出来重算。信号源内阻被忽略了。如果信号源设了较大的内阻它会和输入电阻分压实际到达基极的信号幅度小于设定值表现出的增益就偏低。排查方法是分段测量先用示波器看基极节点的信号幅度如果基极幅度已经明显小于信号源设定值问题在内阻分压如果基极幅度正常但集电极幅度不够问题在管子或负载。5.4 故障速查表把上面这些现象和原因整理成一张表仿真卡住的时候直接对号入座比漫无目的地翻设置快得多现象最可能原因处理动作分析报错或结果全零缺接地元件放置 GROUND 并连到公共端瞬态波形是直线信号源瞬态幅值为 0检查并填入非零幅值波形频率明显不对时间基准与信号频率不匹配按每周期占两格重新设置下半周削顶Q 点偏高进入饱和减小 R2 或增大 R1上半周削顶Q 点偏低进入截止增大 R2 或减小 R1增益只有预期十分之一旁路电容漏接补上发射极旁路电容增益略低于手算管子实际 β 偏小读实际 β 后重算期望值低频增益下降快耦合电容容值偏小由 10 微法加大到 47 微法交流扫描无曲线交流幅值未设或为 0填入 1mV 量级的小信号失真分析结果全零基频或输出节点未选补全分析配置项提示表里没有“软件卡死”这一项因为这类问题九成以上是配置错误而不是软件故障重启之前先把上面几行过一遍。6. 仿真的边界与后续扩展6.1 模型忽略的东西仿真跑通不等于实物能焊响这个差距得心里有数。软件里的导线是理想零阻抗真实电路里每一根杜邦线都有几十毫欧的电阻和几纳亨的电感面包板上相邻孔位之间还有一两皮法的寄生电容。这些在 1kHz 的场合影响微乎其微但如果你把这个电路搬到几十兆的频率上寄生参数就会接管一切。软件里的电源是理想恒压源内阻为零。真实的 12V 适配器输出纹波可能有一两百毫伏这个纹波会顺着电源线钻进放大电路变成输出端的嗡嗡声。这也是为什么实际电路里电源两端总要并一颗几十微法加一颗 0.1 微法的电容。软件里没有温度。管子的基极-发射极压降有大约每摄氏度负 2 毫伏的温度系数静态电流会随温度上升而增大如果没有发射极电阻的负反馈很容易发生热失控。仿真里加一个温度扫描分析能看到趋势但热阻、散热条件这些还是得靠实际经验判断。还有一点是元件容差。仿真用的是标称值真实电阻有百分之一到百分之五的误差电容的误差更大电解电容动辄百分之二十。Q 点对这种误差的敏感度可以在软件里做参数扫描或者蒙特卡洛分析来评估比在实物上一颗颗替换快得多。6.2 甲类的真实代价效率与散热回到标题里的“甲类”两个字得把账算清楚。这个单管共射电路的总功耗是电源电压乘静态电流12V 乘 5mA 等于 60mW。而它能输出的最大交流功率按峰值 2.5V 和负载 1k 欧姆算是峰值平方除以两倍负载即 3.1mW。效率只有百分之五出头。换到真正的功率输出场景比如用射极跟随器驱动 8 欧姆负载效率的理论上限是四分之一而且这个上限只有在输出电压摆幅接近电源电压时才成立实际能做到百分之十五到二十就算不错了。这意味着一个输出 10W 的甲类功放电源要持续供给 50W 以上多出来的四十多瓦全部变成热。这个代价换来的是极低的失真和极简单的电路结构。所以甲类放大器在今天的定位很明确适合小功率、对失真敏感的场景或者作为理解放大器原理的教学载体在大功率场合甲乙类才是主流选择。理解了效率这道算术题就不会再有人问“为什么甲类功放那么烫”了。顺带说一个数值上的常见混淆电阻负载的甲类单管电路效率上限是四分之一变压器耦合的甲类可以做到二分之一这两个数字经常被混为一谈。区别在于变压器耦合时集电极电阻上不消耗直流功率能量通过变压器直接传给负载所以效率能翻倍。这个结论在早期的电子管放大器时代很重要现在用得少了但作为概念区分还是值得记一下。6.3 从共射到射极跟随器的改造思路既然这个电路驱动不了低阻负载下一步自然会想改。最直接的做法是把集电极电阻换成射极跟随器结构信号从基极进从发射极出集电极直接接电源。这种结构电压增益接近 1但电流增益很大输出阻抗低能推动更重的负载。做甲类工作时静态电流要设得足够大比如 100mA这样在 8 欧姆负载上才有足够的摆幅。具体的改造要点有这么几条发射极电阻按静态电压除以静态电流来定静态电压取电源的一半即 6V电流 100mA得 60 欧姆管子要换成能承受 100mA 以上集电极电流的型号散热要单独考虑管子上要耗掉大约 0.6W基极偏置还要加上温度补偿通常用二极管或者热敏电阻贴在散热片上。这个改造在 Multisim 里同样可以先仿真验证。仿真阶段最该关注的不是波形好不好看而是管子上的功耗和电流有没有超出模型的额定范围。软件里可以做功耗分析把每支管子的瞬时功耗曲线画出来这个数值直接决定了实际散热片要多大。如果把前级共射和后级射极跟随器串起来中间用电容或者直接耦合就得到一个两级的甲类放大器增益和驱动能力都有了。这个结构在仿真里搭起来大概二十分钟比我当年在没有仿真的情况下用面包板试错快太多了。
